Васин В.И. Информационные технологии в радиотехнических системах. Под ред. И.Б.Федорова (2003) (1092038), страница 71
Текст из файла (страница 71)
Фильтры сжатия с искусственной дисперсией на основе акустических линий задержки с поверхностными волнами (рис. 7.25, а). Звукопровод такой линии выполняют из пьезоэлектрического монокристалла, например из кварца, ниобата лития и т. д. На поверхность кристалла наносят проводящие металлические входные и выходные электроды, например, фотоспособом.
Под воздействием входного напряжения между электродами создается переменное электрическое поле. Вследствие пьезоэлектрического эффекта вдоль поверхности электрода возбуждается акустическая волна. Под воздействием этой волны в соединенных между собой элекгродах в силу обратного пьезоэлектрического эффекта наводятся ЭДС и создаются токи в выходной нагрузке. Требуемая зависимость группового запаздывания от частоты обеспечивается путем расстановки электродов с интервалами, изменяющимися по закону, близкому к закону арифметической прогрессии, При возбуждении линии дельта-импульсом через частотно-неселективный электрод это обеспечивает получение импульсной характеристики в виде набора коротких импульсов (в пределе дельта-импульсов), распределенных на длительности т„с интеРвалами пРи 7в лн ф по законУ аРифметической прогрессии.
Последовательность таких видеоимпульсов с неизменным пе- 389 7. Информационные технологии в радиолокационных системах Вых хол в П ьетоолемеит ы тол Вхо Рис. 7.25. Примеры аналоговых фильтров сжатия: с искусственной дисперсией на основе акустической линии задержки с поверхностными волнами (а), импульсная характеристика фильтра (б), днсперснонный фильтр на поверхностных волнах отражательного типа (в), фильтр сжатия с естественной дисперсией на основе объемных волн в акустических волноводах (г) риодом Тц —- 1/ 1~ свелась бы к наложению гармоник и постоянной составляющей. Последовательность видеоимпульсов с изменяющейся скввкностью (рис.
7.25, б) позволяет получить совокупность ЛЧМ колебаний с девиациями мгновенной частоты т(7" — 1' м), где т = 1, 2, .... Неравномерность ЛЧМ сигналов по амплитуде устраняют путем вариаций длины электродов (аподизации): удлинения в местах разрежения и укорочения в местах сгушения отводов. За счет элементов связи или внешних цепей выделяют ЛЧМ колебание с фиксированным номером т, в частности т = 1.
Балансное построение фильтра (см. Рис. 7.25, а, б), для которого четные гармоники отсутствуют, облегчает выделение нужной нечетной гармоники. Многоотводные линии описанных конструкций позволяют реализовать фильтры сжатия импульсов с длительностями линейного участка дисперсионной характеристики от единиц до сотен микросекунд, с полосами частот от единиц до сотен мегагерц, с произведениями л =т„б7, порядка десятков, сотен и тысяч 135, 741. Для уменьшения уровня боковых лепестков сжатых радиоимпульсов пРоводится округление амплитудно-частотного спектра (весовое суммирование во времени). Для этого обеспечивают необходимое округление амплитудно-частотной характеристики (АЧХ) фильтра, например, за счет разновидности аподнзацни: уменьшения длины электродов, формнруюших край- 390 7.б.
Особенности обработки радиолокационных сигналов ние мгновенные частоты. В целях округления АЧХ фильтра используют даже многоэлементные входные и выходные электроды как самостоятельные корректирующие фильтры (каскады) с требуемой частотной зависимостью. Применение такой несогласованной фильтрации приводит, очевидно, к потерям в отношении сигнал — шум по сравнению со значением 2Е/ЬГс— максимальным отношением сигнал — шум на выходе согласованного фильтра. Кроме того, на выходе фильтра расширяется главный пик ЛЧМ сигнала. Однако эти недостатки окупаются положительным фактором — снижением уровня боковых лепестков выходного сигнала по оси времени (дальности). В качестве корректирующих могут быть использованы фильтры, АЧХ которых описываются функциями )К(1)(=а+(1 — а)соз~ — ~, а<1, (ЪЯ1'1 ~лг1 где а и Ь имеют различные значения.
Наименьший уровень боковых лепестков для этого класса функций при Ь = 2 обеспечивается при а = 0,88 (фильтр Хэмминга). Если при согласованной фильтрации ЛЧМ импульса уровень максимального бокового лепестка относительно главного составляет -13,2 дБ, то при использовании фильтра Хэмминга данный уровень равен — 42,8 дБ. При этом главный максимум расширяется примерно в 1,5 раза, а потери в отношении сигнал — шум составляют 1,34 дБ. Существуют и другие способы подавления боковых лепестков выходного сигнала. Они сводятся к специальному подбору закона частотной модуляции, отличного от линейного, или формы огибающей зондирующего импульса.
Дисперсионные фильтры на поверхностных волнах отражательного типа содержат прорези, отражающие акустическую волну. Расстояния между прорезями выбираются по закону, близкому к закону арифметической прогрессии (рис. 7,25, в). Достоинством подобных фильтров считают менее жесткие допуски на точность выполнения.
Фильтры сжатия с естественной дисперсией на основе объемных волн в акустических волноводах (рис. 7.25, г) обеспечивают реализацию линейных участков дисперсии от десятых до десятков миллисекунд. Выполняются в виде металлических полосок (лент), толщина 6 которых соизмерима с длиной акустической волны в металле. Входной и выходной пьезоэлементы обеспечивают возбуждение и съем акустических волн, обычно продольных. Для снижения уровня паразитных отражений боковые торцы волновода покрывают поглотителем. Чтобы ослабить влияние нежелательных типов волн, способных распространяться в акустическом волноводе, используют частотную селекцию на его входе и выходе. Дисперсионная характеристика 391 7. Информационные технологии в радиолокационных системах г, (Д на рабочем типе волны имеет практически линейный участок.
Его средняя частота Д~ обратно пропорциональна толщине й, а временная протяженность пропорциональна длине волновода. Акустические фильтры волноводного типа в принципе проще многоотводных на поверхностных акустических волнах, но при реализуемых значениях й сравнительно узкополосны, их параметры поддерживаются менее жестко, чем параметры многоотвадных фильтров. Отметим также, что ЛЧМ радиоимпульсы и совокупность одновременно излучаемых ЛЧМ радиоимпульсов с одинаковыми параметрами модуляции, но взаимно смещенные по частоте на одну и ту же величину Ро > Ь7„, могуг обрабатываться с помощью рециркуляторов со смещающим гетеро- дином (99).
Линейно-частотно-модулированный сигнал обладает важным достоинством: он единственный из сложных (широкополосных) радиолокационных сигналов, обеспечивающий одноканальную обработку не только по дальности, но и по радиальной скорости 1100), если аг' > гд,„(что обычно выполняется). Поэтому устройство обработки одиночных ЛЧМ радиоимпульсов обычно состоит из одного согласованного (дисперсионного) фильтра и амплитудного детектора (детектора огибающей). Если ф; < Рд,„(что возможно, например, при обнаружении высокоскоростных целей в миллиметровом диапазоне длин волн), то устройство обработки ЛЧМ радиоимпульсов соответствует схеме, показанной на рис. 7.21.
В этом случае согласованные фильтры (СФ) являются дисперсионными, а число каналов по скорости определяется формулой и„= 1+ 2гд !ф' . (7.37) ,1(Г) = Р.в+«~т)Л7, 0<~ <т, 7 «+ Т) = г (1), (7.38) 392 Корреляционно-фильтровая обработка ЛЧМ сигналов имеет определенные особенности в зависимости от тою, осуществляется полная или частичная фазочастотная демодуляция. 1. Полная фазочастотная демодуляция.
Если закон модуляции гете- родина полностью повторяет закон модуляции ожидаемого сигнала, то последующая обработка сводится к накоплению демодулированного сигнала в узкополосном фильтре (контуре) с импульсной характеристикой в виде не- модулированного по фазе (частоте) колебания. Узкополосный фильтр выполняет роль накопителя (интегратора) на промежуточной частоте. Рассмотрим случай полной демодуляции непрерывного ПЧМ сигнала с периодическим законом изменения частоты.
Здесь предполагается, что сигнал с законом изменения частоты 7.б. Особенности обработки радиолокационных сигналов б — с,) Рис. 7.26. Корреляциоино-фнльтровая обработка непрерывного ЛЧМ сигнала с периодическим законом изменения частоты: закон изменения мгновенной частоты отраженного Т(!)=7'(! — (,) и гетеродинного Т„(!) колебаний (о), колебания разностной частоты и,(» (б), многоканальный спекгроаиализатор (в) излучается через частотно-независимую несканируюшую антенну. От целей приходят непрерывные отраженные сигналы и,(» с законами изменения мгновенной частоты 7;(» = Т(! — (, ) (рис.7.26, а, в). Если (, ~ Т, то в качестве гетеродиного и„(» можно взять смещенное на промежуточную частоту зондирующее колебание.
На выходе смесителя формируются колебания и,(» разностной частоты (рис. 7.26, б), так называемой частоты дальности, принимающей на большей части периода Т значение ,Т(»-Л вЂ”,) = — =Т, ф' 2г Т с (7.39) Для выделения колебаний и (» на схеме (рис. 7.26, в) предусмотрен спектроанализатор в виде набора полосовых фильтров (ПФ) с амплитудными детекторами (Д). Полосы пропускания фильтров выбираются обратными длительностям когерентно обрабатываемых сигналов.
![](https://s.studizba.com/z.php?f=/templates/si/i/noavatar.png&w=100&h=100&t=1"){kind=avatar}
