Диссертация (1090497), страница 13

Просмтор этого файла доступен только зарегистрированным пользователям. Но у нас супер быстрая регистрация: достаточно только электронной почты!

Текст из файла (страница 13)

С увеличениеммощности помехи над полезным сигналом дисперсия помехи стремится к нулю.Достоинство метода: подавление шумовой помехи перекрывающий спектрполезного сигнала. Недостатки: разработан для псевдослучайной помехисостоящий из m–значной комбинации символов, т.е. квазиаприорного сигнала;необходимость в формировании канала поиска и оценки параметров помехи;установки правила формирования опорной копии; установка порога. Очевидно,что эффективность защиты от мощных помех зависит от точности оцениванияамплитуды помехи в адаптивном приёмнике.Отсутствие априорной информации относительно типа сигнала и помех, иххарактеристик, ставит под сомнение эффективность подавления большого классаописанных выше помех.Третий способ. Предлагается применить когерентный автокомпенсатор скорреляционной обратной связью (АК) [66,67], предназначенный для подавленияшумовой помехи и образования провалов в диаграмме направленности основной88идополнительной приёмнойантенны[8,62].

НоАК такжепозволяетосуществлять подавление помех, отличающихся от шумовой гауссовской, безиспользованиядополнительныхканалов.Проведеномоделированиеиисследование, получены коэффициенты подавления [55] при воздействииразличных типов помех.3.4. Исследование АК помех с корреляционной обратной связью3.4.1 Структурная схема и описание АКАК достаточно хорошо изучен в части эффективности [69] и максимизацииотношения С/Ш [126], но не до конца исследованы спектрально-корреляционныехарактеристики для различных типов помех, представляющие несомненнопрактический интерес. Эта задача решалась [76-78] для общего случая методом,основанным на кумулянтных приближениях по статистическим связям междуогибающей нормально распределенной помехи и флуктуациями управляющегонапряжения АК, что позволяет находить статистические характеристикипоследнего с любой точностью.

Также задача решалась для конкретного сигналарадиотелеграфного и нормально распределенной помехи [79].Для упрощения процесса моделирования и отладки одноканальныйквадратурный АК был заменён на АК, работающий с действительными сигналами(рисунок 3.8). На рисунке 3.8 структурная схема заменяется эквивалентнойсхемой. Рассмотрим работу цифрового АК при подавлении одного источникапомехи.На один вход сумматора (основной канал) поступает дискретнаяпоследовательность входных отсчётов аддитивной смеси сигнала и помехи u1(m),на второй (инверсный) вход (вспомогательный канал) поступает задержаннаясмесь полезного сигнала и помехи u2(m) умноженного на весовой коэффициент К,который зависит от коэффициента корреляции сигналов u1(m) и u2(m).89Рисунок 3.8 – Структурная и эквивалентная схема дискретного АК:УМ – умножитель; Z − p – задержка на p отсчётов.Поскольку интервал автокорреляции помехи (особенно узкополосной)намного больше длительности интервала автокорреляции полезного (шумового)сигнала, то взаимная корреляция помех в каналах будет достаточно высокой.

Приустановке оптимального значения коэффициента К выходной сигнал vz(m) ужеслабо коррелирован с u2(m), т.е. осуществляется компенсация помехи.Амплитуда помехи в основном и дополнительном канале определяется:u1(m) = u p(mδt) , u2(m) = u p [δt(m − p)] .Сигнал vz(m) на выходе АК и дисперсия помехи на выходе АК:v z (m) = u1(m) − Ku 2(m) ,σ2Vz2 1  Nτ −11  Nτ −12 ∑ u1(m) − Ku2(m)   == ∑ (u1(m) − Ku2(m)) −Nτ  m =0N τ  m = 0 Nτ −1Nτ −1 Nτ −1222−+−−Nu(m)KNu(mu(mKNu(m)u(m)Ku(m))u1(m) − Ku2(m))][2))][((∑∑212τ 1τ 2∑ τ 1m =0m =0m =0=2NτПосле преобразований получим:σ2VzNτ −1Nτ −1 11  Nτ −1 222= ∑ u1 (m)- 2 K ∑ u1(m)u2(m) + K ∑ u2 (m) =Nτ  m = 0m=0m=0 Nτ222 2или: σ Vz = σ U1 − 2 Kρ (τ )σ U1 σ U 2 + К σ U 2 ,Nτ −1∑vm=02z(m) ,(3.2)90где: σ U и σ U – среднеквадратическое отклонение помехи в каналах; ρ(τ)–12коэффициент корреляции основного и вспомогательного каналов; К – весовойкоэффициент.счёт изменения коэффициента К.

Послеσ 2 V заНайдем минимумzдифференцирования выражения (3.2) по К получаем:1NτNτ −1 Nτ −112u(m)u(m)Ku2 (m) = 0 ,22+∑2 ∑ 1Nτm=0 m=0Nτ −1∑ u1(m)u2(m) =m=0KNτNτ −1∑um=022(m) .Отсюда оптимальный весовой коэффициент равен:К оптгде: ρ (τ ) =1 Nτ −1∑ u1(m)u2(m) ρ (τ )σU σU ρ (τ )σUNτ m = 0121===,N τ −12σ U2σU 212∑ u2 (m)Nτ m = 01NτN τ −1∑ u1(m)u2(m)m =01 Nτ −1 2 Nτ −1 2[ ∑ u1 (m) ∑ u2 (m)]Nτ m = 0m =01Nτ=(3.3)N τ −1∑ u (m)u (m)1m=0σU σU12.2Подставляя в (3.2) значение (3.3) получаем дисперсию помехи на выходеАК: σ 2 Vz2  1 Nτ −1  ∑ u1(m)u2(m)  11 Nτ −1 2  Nτ m =0 =u1 (m) ⋅ 1 −=∑Nτ −1 NNτ m =0122τu(m)u(m)∑12Nτ m =0Nτ −1∑um =012(m)(1 − ρ 2 (τ )) .Коэффициент подавления помехи определяется как:К подσ U= 2 =σ V121zNτNτ −11Nτ∑um =0Nτ −1∑um =01212(m)=(m)(1 − ρ (τ ))21(1 − ρ 2 (τ )).(3.4)Таким образом, величина подавления помехи определяется толькокоэффициентом корреляции основного и дополнительного каналов и при ρ(τ)→1неограниченно возрастает.913.4.2.

Выбор элементов схемы и моделирование АКРазработка S-модели, моделирование и исследование АК производилось всреде Matlab с применением пакета Simulink. В качестве источника полезногосигнала взят шумовой сигнал с нормальным распределением и с параметрамиописанными выше.

Функциональная схема модели АК приведена в Приложении2.Выбор НЧ фильтра (интегратора) в цепи обратной связи.В качестве ФНЧ используется накопительное (интегрирующее) звено,которое сглаживает корреляционные высокочастотные пульсации, возникающие впроцессе преобразования. Постоянная времени интегратора Т должна бытьбольше интервала корреляции полезного сигнала. Применялся НЧ фильтр 1-города, имеющий передаточную функцию:1,ТP + 1где Т=RC – постоянная времени; P – оператор дифференцирования впреобразовании Лапласа.Отклик y(P) фильтра на входное воздействие х(P):y ( P) =x( P), y ( P)[ТP + 1] = x( P) .ТP + 1При переходе к временной форме: dy T + y (t ) = x(t ) .dtПри переходе к дискретной форме получаем: Tym − ym −1 +ym = ym −1 −δtTδtTym −1 =δtTym − ym −1+ ym −1 = xm −1 ,δtxm −1 , отсюда выходной сигнал c фильтра:( ym −1 − xm −1 ) .Фильтр также может быть построен на основе КИХ фильтра 2-го или болеевысокого порядка [29,63]. Выбор оптимального параметра фильтра (полосыпропускания) исследовался по АКФ выходного сигнала АК при воздействииузкополосной помехи и при отношении С/П=0 дБ на входе.

Полоса ∆fфопределяется из следующих соображений:92• при полосе 500…1000 Гц (T=160…300 мкс): высокий уровенькорреляционного пика (более 160 ед.), возрастает σ V и уровень боковыхzлепестков, наблюдается продукт корреляции помехи, отношение Q=18…18,5 дБ.Здесь и далее под отношением Q понимают, как отношение математическогоожидания главного автокорреляционного пика к математическому ожиданиюмаксимума первого бокового лепестка после корреляционного пика.

ОтношениеNmQ по амплитуде определяется как: Q = с , где mс =mбл1∑ Aii =0NN;mбл1 =∑Aj =0Nj; Аi –амплитуда сигнала; Аj – амплитуда шума; N – число измерений, для накоплениястатистики N=10);• при полосе 2…8 кГц (T=20…80 мкс): высокий уровень корреляционногопика (более 70 ед.), низкий уровень σ Vz и корреляционных шумов, самое большоеотношение Q (более 19 дБ);• при полосе 10…20 кГц (T=8…16 мкс): резко понижается корреляционныйпик (больше чем на 25 дБ).Также необходимо учесть такой параметр, как эффективное времянакопления равное приблизительно 3Т, от которого зависит время переходногопроцесса системы обратной связи и выхода АК в рабочий режим. Изтеоретических и полученных экспериментальных результатов при данном типесигнала и помехи следует, что оптимально использовать фильтр с полосой 4…5кГц.Выбор величины задержки.Для исключения компенсации полезного сигнала время задержки должновыбираться из условия: τ з =2...3.∆fТогда при полосе сигнала ∆f=3 МГц, τз=1 мкс и при частоте дискретизацииFt=8 МГц получаем p=8…10 дискретов.

С увеличением времени задержки (τз>20дискрет) возрастает σ Vz и уровень боковых лепестков, наблюдается продукткорреляции помехи с полезным сигналом.93Выбор коэффициента умножения М.Коэффициент умножения М выбирается таким образом, чтобы σ Vz помехина выходе АК имело минимальное значение.На рисунке 3.9 показана зависимость отношения Qвых на выходе АК отзначения коэффициента М при воздействии на АК гармонической и линейной ЧМпомехи. Из рисунка видно, что оптимальным является М=30000…100000.При М>200000 падает максимум корреляционного пика, уменьшаетсяотношение Qвых, возрастает уровень шума.При М<10000 резко уменьшаетсяотношение Qвых, увеличивается σ Vz , появляется продукт корреляции помехи.Рисунок 3.9 – График выбора оптимального М: ЛЧМ – линейная ЧМ.3.4.3. Исследование подавления АК при различных типах помехМоделирование проводилось при следующих параметров схемы АК(рисунок 3.8): задержка p=10 дискрет; М=80000; ∆fф=4 кГц; амплитуда в основноми вспомогательном канале равна.

На входе АК поступает аддитивная смесьшумового полезного сигнала, шумов приёмного тракта и помехи, при этомотношение С/П=0 дБ. Рассмотрим воздействие различных типов помех на АК.1. Воздействие в виде гармонического сигнала с f=50 кГц. АКФ сигнала ипомехи во временной области на входе (рисунок 3.10, а) при этом Qвх=7,6 дБ и навыходе АК (рисунок 3.10, б) Qвых≈20 дБ.

Характеристики

Список файлов диссертации