ugfs_k2 (Пример расчета транзисторного передатчика дециметрового диапазона)

ПРИМЕР РАСЧЕТА ТРАНЗИСТОРНОГО ПЕРЕДА ТЧИКА ДЕЦИМЕТРОВОГО ДИАПАЗОНА. Исходные данные для проектирования: Назначение передатчика — связной Рабочая частота Г = 300 МГц (фиксированная) Модуляция амплитудная, гп = 1 Мощность в фидере в режиме молчания Рфмол = 2,7 Вт Сопротивление на выходе фидера — активное Кф = 50 Ом Нестабильность частоты — й (/1" = 10 ' Интервал рабочих температур от О до +40'С Напряжение источника питания 1.1к0 = 13 В Структурная схема передатчика. Требования, предъявляемые к передатчику, можно обеспечить при разных вариантах построения схемы. Не проводя полного электрического расчета, можно, пользуясь оценочными сведениями и формулами, сопоставить структурные схемы этих вариантов и выбрать лучший из них.

Для реализации указанных характеристик передатчик можно построить по схеме с кварцевым автогенератором (АГ) и умножителями частоты (УЧ). Для обеспечения высокого КПД и линейности модуляционной характеристики используем коллекторную модуляцию в последних двух каскадах. Построение структурной схемы начнем с выходного каскада. Мощность в пиковом режиме должна быть равной: Рфпнк = Рфмол (1 + ш)~ = 2,7 (1+1)~ = 10,8 Вт С учетом потерь в выходной цепи (около 10%) примем мощность, отдаваемую транзистором, равной 12 Вт. На частоте 300 МГц ее могут отдать транзисторы КТ909А и КТ909Б, Выберем КТ909А, так как КТ909Б будет сильно недоиспользован по мощности, что приведет к снижению усиления. Схема включения с общим эмиттером определяется в данном случае конструкцией самого транзистора.

В максимуме модуляции напряжение питания должно быть: око пш = око( 1+гп) = 13'(1+1) = 2б В От источника 11к0 = 13 В целесообразно подавать напряжение на все мощные каскады. Усиление транзистора КТ909А на рабочей частоте 1' = 300 МГц оценим по формуле: Кр = ( Хтпп/Х) ' Кртип = (5001300) ' 2,4 = б,б, где 1тип, Кртип — частота и усиление в типовом режиме (см.

Приложение). КПД (т1) цепей межкаскадной связи в усилителях СВЧ удается получить 0,6 —:0,85. Примем т1цс = 0,7. Транзистор предоконечного каскада в максимальном режиме должен развить мощность Рвых ~ = 12/(б,б 0,7) = 2,6 Вт. Такую мощность на 300 МГц могут обеспечить транзисторы КТ904, КТ913А, КТ919А. Однако, следует иметь ввиду, что мощные транзисторы СВЧ не рекомендуется применять на частотах ниже (0,2...0,3)6р. Это связано со снижением их надежности на более низких частотах, повышением вероятности самовозбуждения. Поэтому транзистор КТ919А, для которого нижняя рабочая частота составляет 700 МГц, не подходит. С другой стороны, нецелесообразно выбирать транзисторы с минимальным усилением: потребуется много каскадов. КПД передатчика будет низок.

Поэтому откажемся от транзистора КТ904, для которого на частоте 300 МГц усиление транзистора Кр ж 3,2 (400/300) ' = 5,7. А с учетом т~цс снижается до 4. Вопрос об окончательном выборе транзистора оконечного каскада (КТ913А или КТ913Б) решим далее в процессе электрического расчета каскада.

Оба транзистора на частоте 300 МГц обеспечивают усиление Кр(1000/300)'х 2,25 = 24,5. При КПД цепи межкаскадной связи 0,6...0,7 для возбуждения предоконечного каскада потребуется мощность не более 0,2 Вт, Ее можно получить от удвоителя частоты, выполненного на мощном транзисторе. В диапазоне СВЧ предпочтительнее УЧ по схеме ОБ, обеспечивающий большую мощность и большее усиление, чем УЧ по схеме ОЭ. Как видно из таблицы А (которая иллюстрирует соотношение энергетических показателей СВЧ транзисторов в режимах усиления и умножения частоты), транзистор КТ904 при напряжении питания 28 В в режиме удвоения отдает мощность около 1 Вт.

Можно ожидать, что при заданном напряжении питания 13 В в режиме УЧ от него получим необходимую мощность. Поскольку сравнительно дешевы, надежны и просты кварцевые АГ с частотами до 100 МГц, потребуется еще один каскад — удвоитель (с 75 до 150 МГц). Маломощные каскады выполним на транзисторах ГТ311 в режиме УЧ не более 20 мВт, а в режиме усиления 50...80 мВт, предусмотрим включение усилителя между двумя УЧ. Таблица А Приведенные здесь данные по режиму усиления являются справочными, а по режиму умножения — расчетными. Значения Г вых одинаковы и для усилителя, и для умножителя.

В соответствии с изложенным построена структурная схема передатчика: 5МГ Цифры означают уровни мощности, уточненные в ходе покаскадного расчета. 11Х10 Вт 150 МГц 57,2х10 Вт 150 МГц Поскольку для транзисторов КТ909А и КТ913А, Б в рассматриваемых режимах выполняется неравенство Кр > 5, можно воспользоваться упрощенной методикой расчета без учета прямого прохождения. В таблице 1 приведены результаты расчета режима двух последних каскадов передатчика в пиковой точке модуляции. Их режимы граничные, с нулевым смещением. Глубина модуляции в оконечном каскаде и) = 1.

Во избежании пере- модуляции оконечного каскада следует выбрать глубину модуляции предоконечного каскада гппк < 1; 1Б1пнк ЪЧ вЂ” о)Сэ У1 ° 1/'Л П1пк— 1Б1пнк У1 + аСэ У1 ° 11'У1 Напряжение питания предоконечного каскада в пиковой точке равно: 11копик ч = око.(1 + птпк) = 23,8 В Для оценки КПД любой трехэлементной цепи связи можно воспользоваться формулой для инвертирующего трансформатора (частный случай), когда Х1 = Х2 = ХЗ = Х и т1 =т2=РЗ =Р: т1инв =1+ Я и Здесь 1 = ')к1~В2 — коэффициент трансформации, Я = Х!т — добротность элементов ЦС. В нашем случае, сопротивление К1 в ЦС 'ч' — нагрузка коллекторной цепи каскада У, ориентировочно равная 0,22(1 1ко ч) Р/ Рв И.

Полагая, что добротность элементов Я ЦС не менее 50, получаем т1пс ч ж 0,7. Мощность, требуемая от транзистора предоконечного каскада в пиковом режиме, равна: Рвыхпнк 'Л 2,15 Рвыхпнк У = = З,ОЗ Вт т1цс У 07 При напряжении (1копик У = 23,8 Вт транзистор КТ913А в граничном режиме не может отдать мощность 3,08 Вт (при расчете ~гр под знаком корня получается отрицательное значение).

Поэтому выбираем транзистор КТ913Б. Средние мощности рассеяния на транзисторах за период частоты модуляции равны: Ррасмодкь ~ 11Š— )=414Вт<ртах Ррас.пик М птз (1+ пт) 2 Ррасмодц .11 ь «=бдб))э<Ртах Ррас.инк и т*ик 11ет к) 1 Для ЦС1ч' КПД оценим так же, как и для ЦСУ, но учтем дополнительные потери (около 10%) за счет фильтра-пробки. Оценка дает т1пс 1ч' ж 0,6. Транзистор УЧ должен отдать мощность (см. таблицу 2): Рвых 1У = Рв У/т1пс1Ъ' = 0,116/0,6 = 0,2 Вт В приложении даны параметры транзисторов, соответствующие напряжению питания типового режима. При фактическом напряжении питания, сильно отличающемся от типового„ следует внести поправку на параметры 6р и Ск. В среднем с уменьшением вдвое напряжения ?Зко емкость Ск возрастает на 15...40'.0, а частота ?гр уменьшается на 5...15Ф~о.

Для транзистора КТ904А при ?.?ко= 13 В Ск=ЗпФ,6.р=450МГц. Расчет удвоителя частоты проведем при угле отсечки О = 60'. Собственная индуктивность базового вывода транзистора КТ904А 1.6 = 3 нГ. С учетом заземляющего проводника длиной несколько миллиметров примем ? б~ = 5 нГ. Заданный угол отсечки обеспечим с помощью цепи эмиттерного автосмещения. Результаты расчета удвоителя частоты на транзисторе КТ904А даны в таблице 2. В результате оценки КПД ЦСШ получаем т1цсШ = 0,75. Тогда транзистор каскада??? должен отдать мощность РвыхШ = Рв1Ит1цсШ = 57,2 мВт на частоте 150 МГц.

При расчете маломощного усилителя ОЭ на транзисторе ГТ311И пренебрежение индуктивностью выводов ведет к завышению Кр приблизительно в 2 раза. Проведем расчет этого каскада при напряжении Юко = ??кэтиах /2 = б В в граничном режиме с нулевым смещением. Результаты сведены в таблице 3.

При выборе типа транзистора для умножителя ОЭ следует помнить, что максимальная мощность в режиме умножителя обратно пропорциональна ?гр. Поэтому среди транзисторов ГТ311 наиболее подходящим является ГТ311Б с йр = 300 МГц. Для него выполняются неравенства г'6>агр? э, о<агр, 1/гоСэ>г'6, что позволяет не учитывать индуктивности выводов. Оценка по формуле * дает т?цсП= 0,8, При этом: Рвых П = Рв ?П/т1цс11 = 11 мВт.

Полагаем, что напряжение питания ??ко = 6 В, а угол отсечки О = 60'. Выходной каскад модулятора собран по двухтактной схеме ОЭ класса В и работает с нулевым смещением, что позволяет упростить схему. Угол отсечки 90' и малые нелинейные искажения обеспечиваются отрицательной обратной связью, охватывающей два выходных каскада модулятора.

Применение схемы с заземленным коллектором позволяет использовать общий радиатор для всех мощных каскадов передатчика, включая модулятор. Так как отрицательный полюс источника соединен с корпусом, в модуляторе нужно применить мощные транзисторы типа р-п-р. Расчет режима выходного каскада модулятора проведем в следующим порядке. 1. Мощность, которую должен развивать модулятор: Роцик У1 пР Ропик т/ пРпк ~о= (1+ пт) 2 ~1+ птцк)' 2 — = 3,16 Вт.

2. Примем КПД модуляционного трансформатора т1тр= 0,8. $' 6$ М »»ОО ОО" ОО" ».4 $. »»М~ С'4 г- о~ ОО СР » 4 »'» ~3' 'Ф в а ч~ '4~ С"4 О ОО о ~~ ~ 4 С'-» О ОО ся ~~ ~с ф дс~ М р ~- р. р» С'4 »О ('") ('4 М р ~=. р ОО" "»»Р со М 63 3. Мощность, которую должны отдать транзисторы модулятора: Рмод = Рй/Чтр = 3,95 Вт. 4. Выберем германиевые транзисторы ГТ703Д, отличающиеся низким остаточным напряжением. Их параметры: Укэтах = 40 В, Ртах (+50'С) = 11 Вт при температуре +50'С, Якр = 0,4 См, 11*= 0,2 В.

5. Коэффициент использования коллекторного напряжения в критическом режиме при Юко = 13 В, амплитуда напряжения коллектор — эмиттер, высота импульса коллекторного тока: гкр=0,5(1+ 1-(8 РмодБкр Пако) =0,86; як = скр Око = 11,2 В; 1км = 2РмодЛЗк = 0,7 А. б. Постоянная составляющая коллекторного тока, мощность, потребляемая от источника питания, мощность рассеяние на одно плечо: 1к = 1кмЪ = 0,224 А", Ро = 1к Юко = 2,91 Вт; Ррас = Ро — Рмод/2 = 0,93 Вт. 7. Мощность, потребляемая модулятором при т = 1, и его КПД: Ромод = 2Ро = 5,82 Вт; Ч = Ра/Ромод = 54%. Расчет согласующих цепей. В качестве примера рассчитаем согласующую цепь ЦС 'Ч1.