62231 (Аналогові електронні пристрої), страница 2

Рисунок 2.1 - Схема підсилювача потужності з НЗЗ.

Розрахунок схеми:

1. Визначаємо за невеликим запасом потужність, яку повинні віддавати транзистори обох плеч каскаду

Р 1,1· Рн. (2.1)

Р 1,1· 50 55 Вт.

Приймаємо потужність, яку повинні віддавати транзистори обох плеч каскаду Р = 60 Вт.

2. Потрібна амплітуда напруги на навантаженні

(2.2)

= 31 В.

3. Максимальній вихідний струм (струм колектора)

(2.3)

= 3,9 А.

4. Потрібна напруга живлення

(2.4)

= 64 В.

де U_{к min} - напруга на колекторі, що відповідає початку лінійної частки характеристик колекторного струму. Приймаємо U_{к min} = 1,0 В.

5. Вибираємо потужні транзистори протилежного типу провідності (так звану комплементарну пару) VT4 і VT5 за потужністю Р і . За довідковими даними позначаємо середнє значення _о. Транзистори, які можуть бути використані в даній схемі - це КТ 816В та КТ 817В, їхні параметри: КТ 818АКТ 819А

Pк max = 25 Вт,Pк max = 25 Вт,

U_кбо = 60 B,U_кбо = 60 B,

h_21е 25,h_21е 25,І_КМ = 3А, І_КМ = 3А,

f 3 МГц, f 3 МГц,

тир p-n-pтир n-p-n

Приймаємо середнє значення _о рівним 25 для VT4 і VT5.

6. Підсилювач класу АВ повинен мати достатньо великий струм спокою у момент переходу сигналу через нуль, тобто тоді протягом деякого інтервалу часу обидва транзистори находитимуться у стані провідності, що забезпечується за допомогою діодів VD1…VD3 зміщених у прямому напрямку. Вони повинні забезпечити потрібну напругу зміщення U. Яка створюється сумою напруг база-емітер U_бе обох транзисторів VT4 і VТ5 і Іо (R7 + R8), тобто U = 2U_бе + Іо (R7 + R8). Звичайно приймають для потужних транзисторів U_бе = 0,6В (кожному транзистору потрібні 0,6 В на переході база-емітер для того, щоб через нього протікав помітний струм).

Струм спокою Іо слід вибрати з мінімуму перехідних нелінійних спотворень. Якщо потужність на гучномовці обмежена 1 Вт, то Іо = 5…10 мА. Для потужності 10…30 Вт - Іо = 40…60 мА. Тому обираємо струм спокою рівний Іо = 60 мА. Опір резисторів R7,R8 вибирають не більш як декілька ом або менше, а падіння напруги на них дорівнює не більш декількох частин вольта. Разом з тим вони ввімкнути послідовно з Rн і тому зменшують потужність, яка віддається в навантаження. Виходячи з цього доцільніше прийняти Іо (R7 + R8) = U_бе= 0,6В і визначаємо R7 = R8, тобто

R7 = R8 = U_бе / Іо × 2 (2.5)

R7 = R8 = 0,6/ (100 × 10^-3 × 2) = 3 Ом.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистори рівні 3 Ом.

Приймаємо потужність резисторів рівною 0,125 Вт.

Для роботи транзисторів VT4 і VТ5 потрібні 0,6 В на переході база-емітер, для цього потрібні три діоди, кожен з котрих дає Uд = 0,6 В.

7. Вибираємо діоди 2Д 106А. Находимо з ВАХ (додаток Б)

струм Ід = 20 мА, який потрібен для отримання Uд.

8. Вхідний сигнал до двотактного каскаду знімається з колектора проміжного каскаду на VT3, у якому R6 є колекторним резистором і формує струм Ід для зміщення діодів, тому струм спокою VT3 І₀₃ = Ід = 20 мА, а на резисторі R6 падає приблизно “-Еж". Визначаємо опір резистора

R6 = Еж / Іоз. (2.6)

R6 = 64/0,02 = 3,2 кОм.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 3,24 кОм.

9. За номінальним вихідним струмом і середнім коефіцієнтом підсилення за струмом ₀ вибраних транзисторів VT4, VT5 струм колектора VT3.

(2.7)

0,156 А.

10. Потужність, яка розсіюється транзистором VT3 у режимі спокою,

Р₃ = Е_ж × І₀₃. (2.8)

Р₃ = 64 × 0,02= 6,4 Вт.

Вибираємо транзистор VT3 за критерієм надійності. ГТ 406В

Pк max = 10 Вт,

U_кбо = 80 B,

h_21е 30,І_КМ = 5А,

f 3 МГц,

тир p-n-p

Позначаємо ₃ = 25

11. База транзистора VT3 приєднана до колектору VT1, тому резистор R2 треба вибрати таким, щоб струм спокою VT1 створював падіння напруги U_R2 = U_Д, тоді струми І_К1 і І_К2 диференційної пари будуть рівні між собою. Виходячи з цього U_R2 = U_д = 0,6 В. Вибираємо значення струмів І_К1 = І_{К2 (}диференціальний каскад працює з малими струмами, наприклад 1 мА), тоді визначаємо:

R2 = U_R2/І_{К1. (}2.9)

R2 = 0,6/1× 10^-3 = 600 Ом.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 620 Ом.

Приймаємо потужність резистора рівною 0,125 Вт.

12. Потенціал емітерів VT1,VT2 в режимі спокою можна прийняти рівним нулю, тоді струм

Іе = Іе₁ + Іе₂ = (-Еж) / R3. (2.10)

Звичайно:

Іе І_К1 + І_К2 (2.11)

Іе = 1 ∙ 10^-3 + 1 ∙ 10^-3 = 2 мА

Визначаємо R3 за формулою:

R3 = (-Еж) / Іе. (2.11), R3 = 64/2 ∙ 10^-3 = 32 кОм.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистор рівний 32,4 кОм. Приймаємо потужність резистора рівною 0,125 Вт.

13. Для забезпечення міцності на пробій VT1 і VT2 слід вибрати транзистори, які мають:

U_ке 2 × Еж, (2.12)

U_ке 2 × 64 128 В.,

малий тепловий струм і достатнє високий коефіцієнт. За даними параметрами вибираємо транзистори КТ 630В.

U_{ке max} = 150 B,

h_21е = 40...120,І_КМ = 1 А,

f 3 МГц,

Визначаємо середній коефіцієнт підсилення транзисторів:

₁ = ₂ = (40 + 120) / 2 = 80.

14. Коефіцієнт підсилення підсилювача по напрузі:

(2.13)

= 11,1.

15. Для сигналу коефіцієнт зворотного зв’язку _зз = R5/ (R4+R5). Треба вибрати опір R4. Звичайно для симетричної роботи диференціального підсилювача опори баз VT1 і VT2 повинні бути рівними, тобто R4 = R1. Паралельне з’єднання R1 та опір з боку бази VT1 визначає вхідний опір підсилювача. З цих умов вибираємо R4 = R1 = 50…100 кОм.

Із ряду номіналів Е24 приймаємо резистори номіналом 50 кОм.

Приймаємо потужність резисторів рівною 0,125 Вт, тому, що через них протікають малі струми.

Тоді:

R5 = R4/ (К_u - 1). (2.14)

R5 = 50 × 10^3/ (11,1 - 1) = 5 кОм.

Струми через резистор протікають не значні, тому приймаємо його потужність рівною 0,125 Вт.

16. Ємність конденсатора кола зворотного зв’язку С2 розраховується виходячи з нижніх граничних частот f_Н

(2.15)

= 1,59 мкФ.

Із ряду номіналів приймаємо конденсатор рівний 2 мкФ.

17. Ємність розділювального конденсатора визначається з умови:

1/C1 = Rвх / 10, (2.16)

де Rвх R1, звідси:

(2.17)

= 0,16 мкФ.

Із ряду номіналів приймаємо конденсатор рівний 2 мкФ.

Аналіз схеми. Коло ЗЗ розімкнуто у точці В, а правий вивід R4 заземлений. Вхідний опір підсилювача визначається паралельним з’єднанням опору R1 і вхідному опору транзистора VT1, який складається з збільшеного в h_21е разів власного емітерного опору r_е плюс опір з боку емітера VT2 з урахуванням кола ЗЗ (R5):

, (2.18)

де r_е = 25/Ік [мА].

Rвх = 80 × (2 × (25/5) × 10^-3 + 5 × 10^3/80) = 5 × 10³ Ом.

Вихідний опір підсилювача:

R_вих = (Rе / h_21е + R7). (2.19)

де опір Rе = R6, тому що на вихідні транзистори практично працює джерело з опором R6 (опір колектора VT3 значний).

R_вих = (3,2 × 10^3/25 + 3) = 131 Ом.

Опір навантаження диференційного каскаду визначається паралельним з’єднанням R2 і вхідним опором з боку Rбе транзистора VT3. Тоді коефіцієнт підсилення диференціальної пари

,

К_д = (2.20)

де r_е3 = 25/Іо₃ = 25/20 = 1,25 Ом,

а вхідний опір з боку бази VT3

Rвх = h_{21е ×} r_{е3. (}2.21), Rвх = 25 × 1,25 = 31,25 Ом.

Підставляємо дані значення в формулу (2.20)

К_д = = 11,88

Коефіцієнт підсилення проміжного каскаду.

Кз = R6/r_е3. (2.22)

Кз = 3,2/1,25 = 2,56.

У точці спокою повний коефіцієнт підсилення становить

Кп = Кд × Кз. (2.23)

Кп = 11,88 × 2,56 = 30,4.

Зауважимо, що К₃ залежить від струму Ік₃, тому він змінюється при зміні сигналу.

Коло ЗЗ замкнено. Коло ЗЗ являє собою подільник напруги з відношенням плечей _ЗЗ. Тоді коефіцієнт підсилення у петлі ЗЗ

К = Кп × _ЗЗ. (2.24)

К = 30,4 × 25 = 760

Вхідний імпеданс збільшується у (1+К) разів і визначається паралельним з’єднанням опору (1+К) × Rвх та R1:

Rвх₃₃ = (1+ К) × Rвх × R1/ (К × Rвх+ R1). (2.25)

Rвх₃₃ = = 16,1кОм.

Можна вважати, що вхідний опір визначається резистором зміщення R1.

Вихідний опір, навпаки, зменшується у (1+К) разів. Тоді:

Rвих_ЗЗ = Rвих / (1 + К). (2.26)

Rвих_ЗЗ = 131 (1 + 760) = 0,17.

Коефіцієнт підсилення:

Кп_зз= Кп / (1+К). (2.27)

Кп_зз= 30,4/ (1 + 760) = 0,039.

Висновок

В даній розрахунково-графічній роботі при графоаналітичному методі розрахунку робочого режиму транзистора, задача 1, присутні деякі розбіжності, що внеслися при побудові графіків. З розрахунку підсилювача напруги та підсилювача потужності ми дійшли висновку, що на АЧХ підсилювачів на низький частотах найбільше впливають розділювальні ємності та конденсатор Се. Місцевий НЗЗ, потрібний для стабілізації показників підсилювача та зниження спотворень. Розрахункові дані дозволяють висловить, що негативний зворотний зв’язок істотно поліпшує характеристики підсилювача, в першу чергу зростає стабільність підсилювання.

Також, для розрахунку багатокаскадного підсилювача можна, не використовуючи вихідні характеристики транзисторів. Коефіцієнт підсилення обраховується виходячи з параметрів зворотного зв'язку, що значно зменшує клопоти з графічною частиною роботи, або взагалі їх виключає. Таке схематичне рішення, яке обране для роботи є далеко не оптимальним, мається на увазі малі місцеві негативні зворотні зв'язки, що робить схему нестабільною. Вмикати таку схему без загального НЗЗ (R4, R5) взагалі немає ніякого сенсу, бо вона просто не працюватиме, перейшовши в режим насичення одного з вихідних транзисторів. Як показують результати симуляції, робота підсилювача набагато лінійніша, що пояснюється меншою кількістю конденсаторів у схемі та наявністю НЗЗ.

Література

1. Терещук П.М. и др. Полупроводниковые приемно-усилительные устройства Справочник радиолюбителя. - К.: Наукова думка, 1987. - 801с.

2. Брежнева К.М. и др. Транзисторы Для Аппаратуры Широкого Применения., - М.: Радио и связь, 1981. - 658 с.

3. Москатов Е.А., Справочник по полупроводниковым приборам - М.: Журнал “Радио”, 2005. - 208 с., ил. М.: Связь, 1977. - 359 с.

4 ГОСТ 2.417-68. Правила выполнения чертежей печатных плат. - 17 с.

5. Войшвилло Г.В. Усилительные устройства., - М.: - М.: Радио и связь, 1983. - 264 с.

7. Титце У. Шенк К. Полупроводниковая схемотехника: Справ. руко-водство: Пер. с нем. - М.: Мир, 1983. - 512 с.

8. Проектирование усилительных устройств: Учеб. пособие / Под ред. Н.В. Терпугова. - М.: Высш. шк., 1982.

Додатки